UC3842是AC-DC反激式变压器中常用的电源管理芯片其具有较低的启动电流1mA并且可以在高达500KHz频率下工作在输出端输出可脉宽调制的PWM波来驱动NMOSFET并且在MOS管关断时具有较低的功耗。一、管脚描述以8脚封装为例图1. UC3842管脚分布图1.COMP(Compensation)误差放大器补偿引脚。内接误差放大器E/A的输出端可通过连接外部补偿组件(如阻容网络)来调整误差放大器的输出。误差放大器内部限流可以通过将COMP引脚接GND来设置零占空比。2.VFB电压反馈引脚。误差放大器的反相输入端通常接开关电源电路的反馈电路。3.ISENSE初级绕组电流感应引脚。PWM比较器的同相输入端与误差放大器的输出信号经过二极管和电阻分压后的信号做对比控制PWM锁存输出低电平使MOS管关闭。通过在此引脚串联一个电流感应电阻到地可以将电流转换为电压使芯片工作在电压模式控制状态下。4.RT/CT振荡器固定频率设置引脚。从此引脚连接定时电容CCT到GND引脚从此引脚连接定时电阻RRT到VREF引脚设置电容CCT的充放电时间二者决定了振荡器产生的时钟信号频率。5.GROUND/PWRGND(14脚封装有此脚)模拟地/电源地。6.OUTPUTMOSFET栅极驱动端。7.VCC/VC(14脚封装有此脚)电源引脚。OUTPUT栅极驱动电路的偏置电压输入端同时作为整个芯片的供电输入端。8.VREF5V参考电压引脚。VREF用于通过定时电阻RRT向振荡器定时电容器CCT提供充电电流。二、功能框图及具体工作原理图2.UC3842功能框图注在8引脚封装中VCC和VC引脚接在一起引出VCCGND和PWRGND接在一起引出GND。1.电源部分1前级保护如图2所示VCC引脚串联一个34V钳位稳压二极管D1接地起到保护作用。UC3842正常工作时VCC允许最大电压为30V当供电电源超过34V时D1导通将VCC钳位在34V疑问VCC允许最大电压为30V这里为什么不直接用30V稳压二极管钳位呢在电流比较小时D1还可以承受但当电流较大时D1可能会因为电流较大而短路导致VCC接地因此在电路设计中必须通过一个限流电阻限制流经VCC的电流建议设计中IVCC25mA。并且设计过程中IVCC和IOUTPUT要满足以下要求静态工作电流为0.5mA总的供应电流supply currentIVCC静态工作电流平均输出电流IOUTPUTQg为MOS管栅电压电荷fsw为开关管工作频率。即在设计过程中启动电流最小为0.5mA最大为1mA当电路达到稳定状态后正常工作电流平均为11mA最大为17mA极限值为25mA且IOUTPUT极限值为200mA。注在实际中如图3所示在VCC引脚接300KΩ的启动电阻RH最大启动电流约为1.25mA这里超过1mA会不会有问题刚开始有些大随着VCC增大这个电流会减小同时在VCC引脚和变压器辅助绕组之间串联二极管DB和电阻RD进行限流分压防止在MOS管关断瞬间过大的尖峰电流加在VCC引脚导致UC3842损坏。启动电阻RH的计算方法如下VIN(min)是用于供电VCC的最小电压(图中为85√2120V)VVCC(max)是最大VCC钳位电压34VIVCC为不考虑栅驱动电流的IC供应电流Qg为MOSFET栅电荷fSW为开关频率。图3.UC3842A反激式开关电源电路2UVLO欠压锁定输出电源初始供电后芯片在1mA以下启动电流下工作在欠压锁定输出UVLO状态下。如图2所示UVLO部分比较器反相输入端接电源应该不是固定电压同相输入端接VCC通过比较VCC供电电压与内部开启/关断电压来控制供电电流具体工作方式图4。图4.UVLO工作方式(a).当芯片供电电流增大到使供电电压VCC高于芯片开启电压VON(16V)时供电电流增大到17mA最大值典型值为11mA此时芯片达到正常工作电流UVLO运算器输出为高产生5V参考信号引出VREF引脚(b).当芯片供电电流减小到使芯片供电电压VCC低于关断电压VOFF(10V)时芯片总供电电流减小到1mA(1mA)此时芯片工作在欠压锁定输出状态下同样在开启过程中若供电电压VCCVON则芯片也工作在欠压锁定输出状态下UVLO运算器输出为低芯片不能正常输出参考电压。UVLO期间输出栅驱动器工作在高阻状态相当于引脚悬空则需要在MOS管栅和地之间串联一个电阻防止漏电流等干扰信号导致MOS管误开启这里串一个电阻在有漏电流的情况下不是会拉高MOS管栅极电压更能导致MOS管误开启吗。注在如图3所示的AC-DC反激式开关电源电路中整流滤波后的直流电压经过300KΩ启动电阻后达到UC3842启动电流给VCC引脚旁路电容CVCC1充电当充电电压达到芯片开启电压VON时芯片供电电流增大到17mA芯片开始正常工作OUTPUT脚输出PWM波控制MOS管导通与关断。MOS管导通期间由充电电容CVCC1为芯片供电电容CVCC1处于放电状态MOS管关断期间由变压器辅助绕组为芯片供电CVCC1处于充电状态。在工作过程中如启动电流不足或电压无法达到VON则芯片无法正常工作。疑问1启动电流会随着VCC电压的增大/减小而发生变化但整个电路工作过程启动电流是一直保持达到要求启动电流值这样才能保证芯片可以在电压VCC达到开启阈值VCC时启动是这样吗疑问2当MOS管关断时变压器初级绕组上产生反向感应电动势辅助绕组上电压为上负下正二极管导通给VCC供电有没有可能在还没来得及产生反向感应电动势的时候芯片供电电压VCC降到了VOFF10V以下则芯片停止工作等辅助绕组上电压逐渐升高到VON后芯片重新开始工作如此往复芯片就出现了“打嗝”现象会这样吗2.参考电压部分当芯片工作电压达到开启电压后VCC UVLO输出一个精度较高、较稳定的5V参考电压。1作为高速开关逻辑的逻辑电源VREF Good Logic此处其实也是一个和VCC UVLO类似的迟滞电路VREF UVLO反相端接3.6V电压源同相端接5V参考电压当参考电压低于3.6V时VREF UVLO输出低图2中的或门输出高UC3842 OUTPUT引脚输出低MOS管关断。当参考电压达到5V左右VREF UVLO输出高说明芯片处于正常工作状态或门输出状态由振荡器和PWM Latch决定。注参考电压端什么时候会被拉低呢在图3所示电路中若充电电容CT短路接地则VREF会被拉低当可能拉低到3.6V时VREF UVLO输出低图2中的或门输出高UC3842 OUTPUT引脚输出低MOS管关断就起到了一定的保护作用。2VREF分压后输出稳定的2.5V参考电压作为误差放大器E/A的同相输入端VFB作为误差放大器的反向输入端同时补偿引脚COMP接在误差放大器的输出端可以通过设置一定的RC网络来进行输出电压的反馈监测从而调整PWM波的占空比。3为内部其他电路偏置提供参考。4对VREF和RT/CT之间的充电电阻和充电电容提供充电电流。3.误差放大器图5.误差放大器图中红色部分为第二种反馈方式也是图3电路中的反馈方式如图5所示误差放大器的输出端是一个与0.5mA电流源并联的开集三极管即集电极开路输出但此图中不确定开集三极管前面电路是什么只能从输出分析原理。若不接电流源当三极管输入为高三极管导通输出端集电极接地当三极管输入为低三极管截止输出端相当于悬空为高阻态。而接入电流源可以让三极管集电极可以输出一个高电平而不是高阻态。误差放大器的工作方式如下当VFB电压大于2.5V三极管基极输入为高集电极输出为低此时COMP端与误差放大器输出叠加向后级传输但产生的效果应该是让占空比减小提前关断MOS管因此COMP端的输入应该设计适配的阻抗网络让二者达到此结果同样当VFB电压小于2.5V三极管基极输入为低集电极输出为高COMP端输入与误差放大器输出叠加向后级传输但产生的效果应该是让占空比增大延迟关断MOS管。根据VFB和COMP两引脚电压反馈方式有两种1如图6所示为第一种反馈方式VFB直接接地则误差放大器输出为高COMP接光耦三极管集电极发射极接地。当输出电压增大则TL431和光耦构成的反馈电路中光耦一次侧二极管上电流增大二次侧三极管集电极电流IC增大则电阻R上分压增大VDVRVcompCOMP被拉低反之当输出电压减小则TL431和光耦构成的反馈电路中光耦一次侧二极管上电流减小二次侧三极管集电极电流IC减小则电阻R上分压减小COMP被拉高COMP的状态影响PWM信号的占空比以此来调控开关管的开关时间。图6.第一种反馈方式2如图5及图3中蓝色部分均为第二种反馈方式。假设误差放大器为普通放大器那么根据“虚短”、“虚断”有如下(a)虚短VFBVREF2.5V(b)虚断I()I(-)0即则其中Ui由光耦三极管电流及电阻R决定因此可以通过配置阻抗网络、设置光耦工作电流区域来设置COMP端电压从而调控PWM波占空比具体COMP端需要怎么设置呢、4.电流感应部分误差放大器输出端接两个二极管降压之后分压并通过稳压二极管钳位在1V接在PWM比较器的反相输入端PWM比较器的同相输入端接电流感应引脚ISENSE的同相输入端当电流感应引脚ISENSE电压1V时PWM比较器输出为高反之输出为低。如图2所示通常在电流感应引脚INSENSE串联一个电阻RS到地电阻另一端接MOS管源极。当MOS管关断时INSENSE引脚无电流为高阻态则PWM比较器输出为低PWM波占空比由振荡器决定当MOS管导通时INSENSE引脚电流逐渐增大通过RS电阻INSENSE引脚电压逐渐拉高当Vsense1V时PWM比较器输出为高则RS触发器Reset引脚触发复位RS触发器输出为高则或门输出为高UC3842输出端OUTPUT为低MOS管关断RS上电阻电流瞬间减小INSENSE电压也快速地减小1VPWM比较器输出为低PWM波占空比由振荡器决定如此往复。电阻RS的大小由MOS管导通电流决定RS1/IDS。5.振荡器部分如图2所示振荡器接引脚RT/CT定时电阻串联在VREF和RT/CT之间定时电容通过RT/CT接地。定时电阻RRT、定时电容CCT提供具有一定放电时间和充电时间的锯齿波通过RRT和CCT可以设置振荡器产生固定频率的时钟信号计算公式如下1振荡器可以工作在高达500KHz频率下其波形峰值为1.7V。要求芯片UC3842死区时间不超过振荡器时钟周期的15%而死区时间由电容CCT的放电电流决定详见datasheet并且死区时间与CCT容值成正比因此要选择具有较小容值的电容。在死区时间/放电时间内输出端OUTPUT一直为低电平MOS管为关断状态。最大占空比由下式限制可理解为在死区时间内开关管是关断的其他时间内开关管是导通的振荡频率足够大死区时间可以忽略不计则时钟信号最大占空比可以达到100%。2开关管关断时会产生噪声尖峰信号耦合到振荡器RT/CT端。在较大占空比下足够大的尖峰信号会影响振荡器的正常工作则需选择具有较大容值的CCT建议不小于1000pF。需综合考虑。CCT和RRT的大小对振荡器的波形影响如图7图7.RT/CT选型波形图左图为大电阻小电容充电慢放电快则PWM Latch Set端占空比小芯片OUTPUT输出PWM波占空比可调范围大右图为小电阻大电容充电快放电慢则PWM Latch Set端占空比大芯片OUTPUT输出PWM波占空比可调范围小。6.输出端OUTPUT信号输出端通过两个三极管连接进行推挽输出设置当Q为“1”时上方三极管基极电压为低下方三极管基极电压为高则上方三极管截止下方三极管导通OUTPUT接地输出低MOS管关断当Q为“0”时上方三极管基极电压为高下方三极管基极电压为低则上方三极管导通下方三极管截止OUTPUT接VCC输出高MOS管导通。根据RS触发器VREF Good Logic、或门各信号来分析OUTPUT输出如图所示说明当INSENSE引脚PWM波比较器反相端电压时最大为1VPWM比较器输出信号D为“1”反之为“0”振荡器输出信号B为固定频率的时钟信号占空比由CCT、RCT大小决定信号C为RS触发器输出信号信号A为参考电压逻辑输出信号当参考电压正常输出为5V时A为“1”低于3.6V时A为“0”。结合图7 RT/CT选型波形图真值表如下图所示因此在一个时钟周期内只有从Set信号下降沿变为低电平开始到Reset信号上升沿刚开始变为高电平结束即图7中的t1on/t2on阶段。整体解释OUTPUT引脚输出电容放电时间决定了振荡器的频率即Latch的Set引脚的信号状态。初始上电时启动电阻给电容CT充电达到芯片阈值电压16V时电容放电芯片开始稳定工作。刚开始的一段时间MOS管关断UC3842 Sense引脚上电流感应电压为0低于PWM比较器反相输入端的电压则PWM Latch的Reset引脚为低电平当电容CT放电结束瞬间PWM Latch Set引脚下降沿变为低电平则MOS管导通在此期间Sense引脚上电流感应电阻感应电压逐渐上升上升到等于PWM比较器反相输入端电压时PWM比较器输出为高电平即PWM Latch的Reset引脚为高电平则MOS管突然关断Sense引脚上电流感应电阻感应电压瞬间降低为0小于PWM比较器反相输入端的电压PWM比较器输出为低电平则Reset引脚立马变为低电平。此阶段Set引脚和Reset引脚均为低电平保持上一阶段的输出则MOS管一直处于关断状态直到下一次电容CT放电结束Set引脚下降沿出现MOS管再次开启如此循环往复控制MOS管开启、关断时间。从上述过程中可知可以通过控制输出补偿端的电压大小来调整MOS管占空比大小。拉高COMP引脚电压占空比增大拉低COMP引脚电压占空比减小。COMP引脚电压不得超过6VDatasheet上有个高水平输出有个低水平输出不太理解什么意思。思考在RS触发器这里B、D可以同时为“0”或同时为“1”吗总结从各个引脚以及芯片结构框图并结合实际原理图详细解释了UC3842各个引脚的功能及内部工作原理从而对UC3842有了更深刻的理解便于设计开关电源电路。期望各位的指导与建议